Аналитические весы 
ми, которая состоит из n ключей, по одному на каждый разряд, уп-
равляемых выходным сигналом; цепочки двоично-взвешенных резисто-
ров; источника опорного напряжения Uоп и суммирующего операцион-
ного усилителя, на выходе которого получается аналоговый сигнал,
пропорциональный цифровому коду на входе.
В идеальной ситуации ток, на входе операционного усилите-
ля будет равен
An-1хUоп An-2хUоп A1хUоп A0хUоп
I = __________ + __________ + . . . + ________ + ________ .
R R R R
В нашем случае, для 21-разрядного цифроаналогового преоб-
разователя, диапазон изменения сопротивлений резисторов должен
будет соответствовать ряду: 1,2,4,8,...,524288,1048576 Ом. У нас
не было возможности точного подбора такого широкого ряда резис-
торов тем более, что они должны быть все изготовленны по одной
технологии, в связи с чем этот метод построения цифроаналогово
преобразователя - неприемлем.
На рис. 4 представлена принципиальная электрическая схема
цифроаналогового преобразователя с многозвенной цепочкой резис-
торов. В этой схеме использование цепочки резисторов R-2R, при-
водит к тому, что вклад каждого разряда в выходной сигнал про-
порционален его двоичному весу.
Поскольку эта цепочка резисторов является линейной цепью,
то ее работу можно проанализировать методом суперпозиции, то есть
вклад в выходное напряжение от каждого источника рассматривать
независимо от других источников. Окончательно все вклады от каж-
дого разряда суммируются для получения на выходе результата в
виде напряжения Uвых [8].
Таким образом, выходное напряжение цифроаналогового преоб-
разователя пропорционально сумме напряжений со своими весами,
обусловленных лишь теми ключами, которые подключены к источнику
Uоп.
Для нашего 21-разрядного цифроаналогового преобразователя
простое механическое копирование этой схемы невозможно, так как
самые лучшие чипы операционных усилителей LM101A, LF156A или
LM118 не способны обеспечить требуемого разрешения - их предел
14-ть разрядов и 8...12 разрядов - для микросхем операционных
усилителей советского производства (К153УД2, К140УД18 и других).
Можно было бы разработать двухплечевую схему с использованием
на выходе одного из плеч делителя напряжения, но такой подход
приведет к множеству проблем, связанных с обеспечением идентич-
ности плеч и тому подобных. Поэтому мы решили удалить из схемы
приведенной на рис. 4 операционный усилитель, заменив предшест-
вующий ему резистор 2R, многозвенной цепи, катушкой устройства
взвешивания.
Тогда для обеспечения изменения тока на выходе цифроана-
логового преобразования достаточно больших номиналов тока, до
3,5 А, мы должны подобрать пары 2R/R с таким расчетом, чтобы ве-
личина R составляла значение немного большее 1 Ома, при этом ре-
зисторы 2R должны иметь коэффициент деления как можно ближе к
двум, особенно в старших значащих разрядах. Кроме этого, резис-
торы должны быть мощными МЛТ-1 или МЛТ-2, чтобы избежать их вы-
горания при прохождении больших токов.
Подбор номиналов резисторов мы производили с использовани-
ем цифрового измерителя L, C, R Е7-8 из нескольких тысяч резис-
торов, номинала 1,4 и 2,7 Ом, во всех организациях города, в
которых нам удалось их найти: АО ССГПО (6 подразделений), Руд-
ненский индустриальный институт, Рудненский политехнический кол-
ледж и других. Тип и номиналы этих резисторов определяли их ред-
кое использование и поэтому по причине их отсутствия или дефицит-
ности нам не отказали ни в одной из упомянутых организаций.
После продолжительной и утомительной работы нам удалось по-
добрать многозвенную 21-разрядную цепочку сопротивлений, значения
сопротивлений которых сведены в табл. 1.
Таблица 1
Подобранные номиналы резисторов многозвенной цепочки
цифроаналогового преобразователя
Разряд Номиналы резисторов Коэффициент Средние зна-
NN цепи, Ом делимости чения, Ом
20 2,246 1,123 2,000
19 2,248 1,124 2,000
18 2,252 1,126 2,000
17 2,258 1,129 2,000
16 2,260 1,130 2,000
15 2,260 1,130 2,000
14 2,247 1,124 1,999
13 2,249 1,125 1,999
12 2,250 1,126 1,999
11 2,253 1,127 1,999 2,2575
10 2,253 1,127 1,999 --------
9 2,257 1,128 2,001 1,1283
8 2,256 1,127 2,002
7 2,258 1,128 2,002
6 2,260 1,129 2,002
5 2,264 1,131 2,002
4 2,266 1,132 2,002
3 2,266 1,132 2,002
2 2,268 1,132 2,004
1 2,268 1,132 2,004
0 2,269 1,132 2,004
Анализ значений сопротивлений табл. 1 показывает, что для
старших разрядов цифроаналогового преобразователя коэффициенты де-
ления напряжений подобраны практически идеально, с ухудшением до
0,2% в трех младших разрядах (0.04% - в среднем), а группы сопро-
тивлений подобраны с точностью 0.5%, такие параметры существенно
лучше тех, 0.1 и 1.0%, соответственно [8], которые обеспечивают
измерения с погрешнрстью, сопоставимой с половиной величины млад-
шего разряда преобразователя.
Теперь нас подстерегает единственная проблема, сопряженная
с большими величинами токов, которые будут протекать через пере-
ключатели K0, K1, ... ,Kn-1, полностью исключающая возможность
применения для этой цели полупроводниковых переключателей, напри-
мер, AM2009, MM4504, MM5504 [8], DG516 [12] и им подобных. Кроме
того, каждый такой ключ будет иметь собственную величину сопро-
тивления, вклад которого в каждый из разрядов аналогоцифрового
преобразователя будет сильно искажать выходное напряжение.
Единственным решением этой проблемы может стать исполь-
зование в качестве ключа перекидного контакта реле. Неоспоримым
достоинством использования реле является то, что его контакт не
вносит паразитного сопротивления в цепи разрядов аналогоцифро-
вого преобразователя и для реле неопасно протекание больших токов
через перекидной контакт. Кроме того, применение реле позволит
произвести гальваническое разделение силовой цепи в 12 В от це-
пи питания ОЭВМ в 5 В. Существенный недостаток использования реле
в качестве разрядных ключей является их низкое быстродействие -
от 10 до 50 милисекунд, однако оно может быть компенсировано ис-
пользованием алгоритма скорейшего поиска необходимого значения
цифрового кода.
Из скудного ряда доступных нам достаточно миниатюрных реле,
мы сразу отказались от реле с герконовым переключателем (РЭС-55),
так как они оказались бы в зоне воздействия сильного магнитного
поля устройства взвешивания, когда факт включения ее контакта
мог быть не бесспорным, и из-за слишком большого времени надеж-
ного срабатывания - 25...40 милисекунд. Из реле с механическим
контактором больше всего подходило РЭС-10, во-первых, из-за ма-
лых размеров, во-вторых, из-за возможности включения контакта
при напряжениях в 4 Вольта, в-третьих, из-за ориентированности
ее конструкции на крепление непосредствено к монтажной печатной
плате, в-четвертых, из-за самой высокой скорости срабатывания
из всех идентичных ей образцов - не более 10 милисекунд, в-пятых,
из-за относительно низкого потребления тока - около 35 милиам-
пер.
Разработанная на основе всего вышеизложенного принципиаль-
ная электрическая схема цифроаналогового преобразователя пред-
ставлена на рис. 5. В этой схеме с выхода программируемого па-
раллельного адаптера КР580ВВ55А нулевой потенциал подается в ба-
зу транзистора VT0 (VT1,...,VT19,VT20) - КТ361Е, вызывая отпира-
ние его перехода эмитер-колектор и протекание постоянного тока,
напряжением в 5 Вольт, через обмотку реле K0 (K1,...,K19,K20) -
РЭС-10. Непосредственное включение обмоток реле с выводов микро-
схемы КР580ВВ55А невозможно из-за их низкой нагрузочной способ-
ности (3,2 мА), при величинах токов, потребляемых реле РЭС-10,
порядка 35 мА.
Поскольку коммутирование контактов реле не происходит
мгновенно и характеризуется явлением, называемым в литературе
"дребезгом", для предотвращения подгорания контактов реле, до
момента уверенного их срабатывания, цепь 12 Вольтового питания
разорвана на переходе эмитер-колектор мощного транзистора VT22
(КТ972). После выдерживания паузы в 11 мС, необходимых для уве-
ренного срабатывания контактов реле РЭС-10, на выход P3.5 ОЭВМ
подается сигнал нулевого потенциала, поступающий на базу транзис-
тора VT21 (КТ361Е) и отпирающий его переход между колектором и
эмитером. После этого в базу транзистора VT22 поступает потен-
циал, достаточный для отпирания его перехода эмитер-колектор.
Представленная на рис. 5 принципиальная электрическая
схема коммутатора исполнительной цепи позволяет не только из-
бавиться от проблемы подгорания контактов реле, но и избежать
перегрева низкоомных сопротивлений многозвенной цепочки резис-
торов большими токами, посредством сбора цепи на очень малень-
кий интервал времени 300 микросекунд.
Для подавления колебаний тока при выключении обмотки реле,
обладающей индуктивностью, параллельно ей включен шунтирующий
диод VD0 (VD1,...,VD19,VD20).
Суммированное с выходов всех активных разрядов напряжение
будет проходит через катушку устройства взвешивания.
УСТРОЙСТВО ВЗВЕШИВАНИЯ
Вначале для устройства взвешивания мы изготовили 100 витко-
вую катушку диаметром 20 мм из медной проволки толшиной 0,07 мм,
а магнитное поле создавали при помощи плоского постоянного магнита
размером 100х60х17, которые на фабричном комплексе АО ССГПО исполь-
зуются на магнитных сепараторах для извлечения железа из руды.
При пропускании тока от пальчиковой батарейки напряжением
1,5 В мы наблюдали поразительный эффект: катушка подлетала в вверх
даже при токах в несколько мА, переворачивалась в воздухе и "прили-
пала" к магниту. Этот, воодушевлявший наши усилия, эффект неожидан-
но наткнулся на два препятствия:
1) магнит притягивал к себе все металлические предметы в ди-
аметре 100...300 мм, то есть создавал очень сильное магнитное поле;
2) при смещении катушки на небольшое расстояние, незначитель-
но изменялась величина тока, необходимая для ее подьема, то есть
встала проблема фиксации катушки над магнитом.
Чтобы решить одновременно обе проблемы мы использовали в ка-
честве устройства взвешивания аккустический динамик 4ГД-35, предва-
рительно удалив из него бумажный диффузор и его верхний фиксатор,
прикрепив клеем "Момент" плошадку взвешивания к внутренней поверх-
ности катушки, мы не только зафиксировали ее в наиболее эффективной
точке взаимодействия магнитного и электрического полей (определено
экспериментально), но и решили проблему возврата катушки на исход-
ное место после снятия напряжения за счет веса этой площадки (рис.
6). Теперь подьем площадки взвешивания происходил без видимых откло-
нений величины токового сигнала с доступной нам точностью измере-
ний в 0,0001 А цифровым вольтметром В7-40.
Поскольку неисключен резкий подъем площадки в процессе прог-
раммного подбора необходимой величины тока, для предотвращения раз-
брызгивания взвешиваемых жидкостей и рассыпания сыпучих навесок мы
снабдили конструкцию ограничителем подъема площадки с зазором меж-
ду ними в 1 мм, достаточным для датчика фиксации подъема веса, сос-
тоящего из излучателя и приемника инфрокрасного излучения (рис. 6).
ДАТЧИК ПОДЪЕМА ВЕСА
Вес считается измеренным, если площадка поднялась при значении
токового аналога I, но не поднялась при I-MP (MP - величина тока, со-
оттветствующая Младшему Разряду цифроаналогового преобразователя).
Для определения момента подъема площадки взвешивания мы использовали
оптический датчик отслеживания перекрытия просвета, состоящий из ма-
ломощного излучателя и приемника инрокрасного (невидимомого) спектра.
Электрическая пинципиальная схема излучателя инфрокрасного диа-
пазона заимствована нами из концевых выключателей ограничения подачи
головки принтера СМП 6327 [5], которая приведена на рис. 7.
Принцип работы этого излучателя следующий:
1) емкость C2 постепенно заряжаясь создает на базе транзистора
VT1 потенциал, достаточный для отпирания перехода колектор-эмитер,
в результате чего потенциал на базе транзистора VT2 становится нуле-
вым и сопровождается отпиранием его перехода эмитер-колектор, при
этом возрастание положительного потенциала на базе транзистора VT3
приводит к плавному отпиранию его перехода колектор-эмитер с протека-
нием тока через резистор R4 и диод VD1 (АЛ107А [16]), сопровождаемый
излучением инфрокрасного спектра. В процессе протекания тока через пе-
реход эмитер-коллектор транзистора VT2, емкость C2 разряжается и запи-
рает транзистор VT1, который в свою очередь, запирает и транзистор VT2.
После запирания транзистора VT2, потенциал на базе транзистора VT3
падает и он запирается, прекращая свечение диода VD1. Затем этот
процесс повторяется в уже описанной последовательности.
Импульсный режим излучения выбран нами для исключения оценки
воздействия посторонних источников излучения на приемник и для по-
вышения мощности излучения диода КД107 с 6 до 45 мВт.
Емкость C1 включена в принципиальную электрическую схему (рис.
7) для сглаживания негативного воздействия импульсов тока на ста-
билизатор блока питания.
Достижение в процессе подбора цифрового аналога тока значения,
при котором преодолен вес взвешиваемого вещества, сопровождается под-
нятием площадки для взвешивания и, как следствие, перекрытием створа
излучатель-приемник. Для идентификации данного события и необходим
приемник импульсного излучения инфрокрасного спектра. От схемы прием-
ника, используемого в принтере СМП-6327 [5], пришлось отказаться, так
как он не обеспечивал устойчивого приема при расстояниях более 10 мм
между излучателем и приемником. Мы использовали в качестве приемника
часть электрической принципиальной схемы приемника инфрокрасного из-
лучения бытового телевизионного приемника [6], произведя только за-
мену фотоприемника ФД263 на более миниатюрный, но менее чувствитель-
ный фотодиод VD1 (FD125) венгерского производства (рис. 8).
Приемник представляет собой двухкаскадный усилитель с общим ко-
лектором, выполненный на базе транзисторов VT1 - VT3 (КТ315). Импуль-
сы инфрокрасного излучения воспринимаются фотодиодом VD1, при этом
он открывается и запирается, при отсутствии таковых. Таким образом,
транзистор VT1 играет роль согласователя высокочастотных импульсов,
в диапазоне 0...25 мВ, в низкочастотные с незначительным их усилени-
ем в 1,5...2 раза. Этот сигнал с эмитера VT1 поступает на базу тран-
зистора VT2, включенного в режиме его усиления при отпирании/запира-
нии перехода эмитер-колектор с коэффициентом 9-10, определяемым ном-
иналом резистора R5. При этом на выходе приемника, с колектора тран-
зистора VT2, генерируются колебания с амплетудой 5 Вольт и частотой
задаваемой излучателем. Резисторы R6, R7 и транзистор VT3 образуют
цепь положительной обратной связи между его входом и выходом, необ-
ходимой для их согласования и подавления помех.
Поскольку, удовлетворительных результатов мы добились уже пос-
ле двух каскадов усиления сигнала, то надобность в двух последующих,
имеющихся в схеме [6], отпала. Кроме того, мы понизили напряжение пи-
тания с 12 Вольт в схеме [6], до 5 Вольт, чтобы избежать обратного
преобразования, в связи с требованиями по входу ОЭВМ КР1816ВЕ51, без
ощутимого ухудшения параметров приемника.
Выходной сигнал приемника поступает на вход Р3.2 (INT0) ОЭВМ
КР1816ВЕ51 и, если после очередного изменения токового сигнала на
выходе цифроаналогового преобразователя, на входе P3.2 ОЭВМ не об-
наружены пульсации - значит вес преодолен.
Страницы: 1, 2, 3, 4
|
